内容介绍

近年来，随着物联网、智能安防及自动驾驶等领域的快速发展，对实时、非接触式目标检测与距离测量技术的需求日益增长。FMCW（Frequency Modulated Continuous Wave，调频连续波）雷达由于能够同时测距与测速、具有低功耗、体积小等优点，成为了业界研究的热点。

所以我打算参加方向二：安全监测，计划打造一个属于自己的雷达系统！

本项目选用了CY8CKIT-062S2-AI开发平台，

该平台具备丰富的外设接口和高性能微控制器，为嵌入式信号处理提供了理想的软硬件支持。并且板卡上集成了英飞凌的BGT60TR13C作为雷达前端模块，板卡上还有USB接口和调试器，是一个非常完整的开发系统。

如上图是BGT60TR13C的内部框图，该模块内部集成了专用的射频电路和ADC，能够直接输出经过初步调理的数字信号，简化了系统设计同时提升了整体性能。它集成了一个发送端和三个接收端，可以实现相位差测量。下图就是本次板卡的核心功能模块的连接关系，使用PSoC MCU作为主控制器和雷达芯片交换数据和指令，然后把计算后的数据通过USB发送到上位机。

原理

FMCW雷达的核心思想在于利用发射信号频率的线性调制来携带时间信息。

如上图，雷达发射器产生一个频率随时间线性上升（或呈三角波调制）的连续波信号，也称为“chirp”啁啾信号。这种信号的特点是在一个调制周期内，频率从初始值逐渐增加到最高值再回落，也有单向调制，只从低频增加到高频，然后间隔一段时间后重复发送扫描信号。

单次chirp 信号数学表达式为：

$s (t) = A cos (2 π (f_{0} t + \frac{1}{2} S t^{2})),$

其中

A 为信号幅度，
f0 为起始频率，
S 为调频斜率（Hz/s），
t 为时间。

假设目标位于距离 R 处，当该调制信号遇到目标时，由于传播存在一定延时，反射回来的信号相较于发射信号会延后τ秒。

$τ = \frac{2 R}{c},$

其中 c 为光速。则回波信号可表达为

$s_{r} (t) = A_{r} cos (2 π [f_{0} (t - τ) + \frac{1}{2} S (t - τ)^{2}]),$

其中 Ar 为回波幅度，包含了目标反射衰减。，这里的公式可以近似的理解为：由于信号从发送到接收需要一定的时间，所以接收到的信号是τ秒以前的信号，即发送信号必然与接受信号有频率差。

将接收到的回波信号与当前发射信号进行混频（乘法运算，详细推导见附录A），根据三角函数中积化和差关系可知，会产生一个高低频组成的“拍频”信号，经过低通滤波后得到的拍频信号，其频率差Δf正比于延时τ，即

$f_{b} = S \times τ$

其中 S 为调频斜率（Hz/s）。通过计算该拍频信号的频率，可以直接反推出目标的距离。

$R = \frac{c f _{b}}{2 S} .$

软件操作

软件使用来自英飞凌的ModusToolbox工具，由于是官方的板卡，所以软件内集成了相关的示例，按照如下的步骤就可以生成测试案例，可以最快的速度验证传感器工作正常。

但是我在接下来的项目中由于需要对原始数据进行处理，尤其是根据上文的原理可知，传感器接收到的信号中，不同强度的频率分量，代表了不同距离处不同的物体对发射信号的反射强度不同，所以我选择建立一个空白的工程，并手动移植相关的传感器驱动。

按照上图可以在自己的工程中添加驱动，但是要完整的工作，还需要设置传感器的寄存器，如下文：传感器的扫频范围是500 MHz（61.02G~61.48G），扫描时间为7*10^-5 秒。

#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_DEVICE (XENSIV_DEVICE_BGT60TR13C)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_START_FREQ_HZ (61020099000)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_END_FREQ_HZ (61479903000)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_SAMPLES_PER_CHIRP (128)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_CHIRPS_PER_FRAME (16)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_RX_ANTENNAS (3)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_TX_ANTENNAS (1)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_SAMPLE_RATE (2352941)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_CHIRP_REPETITION_TIME_S (6.99625e-05)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_FRAME_REPETITION_TIME_S (0.100057)
#define XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_REGS (38)

#if defined(XENSIV_BGT60TRXX_CONF_IMPL)
const uint32_t register_list[] = {
    0x011e8270UL,    0x03088210UL,    0x09e967fdUL,
    0x0b0805b4UL,    0x0d1027ffUL,    0x0f010700UL,
    0x11000000UL,    0x13000000UL,    0x15000000UL,
    0x17000be0UL,    0x19000000UL,    0x1b000000UL,
    0x1d000000UL,    0x1f000b60UL,    0x2113fc51UL,
    0x237ff41fUL,    0x25006f7bUL,    0x2d000490UL,
    0x3b000480UL,    0x49000480UL,    0x57000480UL,
    0x5911be0eUL,    0x5b677c0aUL,    0x5d00f000UL,
    0x5f787e1eUL,    0x61f5208aUL,    0x630000a4UL,
    0x65000252UL,    0x67000080UL,    0x69000000UL,
    0x6b000000UL,    0x6d000000UL,    0x6f093910UL,
    0x7f000100UL,    0x8f000100UL,    0x9f000100UL,
    0xad000000UL,    0xb7000000UL,
};

接下来是对传感器信号的采集数据处理，在主循环中不断采集信号并进行计算

			ifx_range_cfft_f32(rawframe2vel_Data[0][0],1,NULL,XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_SAMPLES_PER_CHIRP,1);
			arm_cmplx_mag_f32(rawframe2vel_Data[0][0], mag_Data[0][0], XENSIV_BGT60TRXX_CONF_NUM_SAMPLES_PER_CHIRP);

上述的函数，对信号数组进行了去除直流分量，函数加窗，FFT变换以及对变换后的数据求幅值。

具体程序流程如下图所示

现象及演示

如下图，将板卡通过USB接口连接到USB上，这里我连接了两个USB线，白色线用于调试，可以实时在IDE中查看变量；黑色线是USB通信线，程序读取雷达数据后，打包成USB数据，并发送到上位机。

我使用了VOFA+上位机，可以非常方便使用串口数据示波器查看计算结果，下图分别为时域的原始数据和变换后的幅值数据。

但是数据还是有点抽象，所以在这里我选择了DeepCraft Studio工具，它可以对数据进行处理和可视化，并且通过图形化配置简化了数据处理的流程，如下图就是信号处理过程

布置完处理过程就可以采集并处理数据：

如图可以看出，将板卡立放在桌面上，左下波形代表近处存在物体，右侧波形代表远处有物体（此时我从桌边站起并远离到墙边）。

实验结果分析

本文基于 CY8CKIT-062S2-AI 平台，设计并实现了一套采用单向 chirp 的 FMCW 雷达物体检测系统，系统通过发射单向线性调频信号，经混频和 FFT 分析实现目标距离测量。并且由于当前实验环境场地受限未能实现速度测量，只实现了近处测量。实际系统不能只用单向，进一步推导可以知道，如果物体在移动的话由于多普勒效应会产生误差，但是由于MCU存储空间限制和软件配置还有一点问题，并未能实现双向扫频。但是可以留给未来的自己，更好的完善功能！

竞赛心得体会

通过竞赛的方式强迫自己动起来，让自己在很短的时间内学会一项新的技术方案。

也非常感激能参加这次活动，从一开始的直播活动中就受到了很多启发，让我有想法去进行实践。

非常感谢电子森林和贸泽电子提供的本次竞赛机会！

附录A：混频处理与拍频信号的推导

在FMCW雷达中，将发射信号与接收到的回波信号混频（即相乘），经过低通滤波后，得到的差频信号（也称拍频信号）中主要包含两个信号相位的差异。为了求出这一差值，我们首先写出两信号的相位：

发射信号相位：
$ϕ_{tx} (t) = 2 π (f_{0} t + \frac{1}{2} S t^{2})$
接收信号相位（记 $t - τ$ 为延时后的时刻）：
$ϕ_{r} (t) = 2 π (f_{0} (t - τ) + \frac{1}{2} S (t - τ)^{2})$

混频后理想获得的差相位为 $Δ ϕ (t) = ϕ_{tx} (t) - ϕ_{r} (t) .$

将 $ϕ_{r} (t)$ 展开：

$ϕ_{r} (t) = 2 π [f_{0} (t - τ) + \frac{1}{2} S (t - τ)^{2}] = 2 π [f_{0} t - f_{0} τ + \frac{1}{2} S (t^{2} - 2 t τ + τ^{2})] = 2 π [f_{0} t + \frac{1}{2} S t^{2} - (f_{0} τ + St τ) + \frac{1}{2} S τ^{2}] .$

因此，差相位为

$Δ ϕ (t) = 2 π (f_{0} t + \frac{1}{2} S t^{2}) - 2 π [f_{0} t + \frac{1}{2} S t^{2} - (f_{0} τ + St τ) + \frac{1}{2} S τ^{2}] = 2 π (f_{0} τ + St τ - \frac{1}{2} S τ^{2}) .$

由于 τ 通常较小，项 $\frac{1}{2} S τ^{2}$ 相对可以忽略（或在后续处理中被校正），因此近似有

$Δ ϕ (t) \approx 2 π (f_{0} τ + St τ) .$

混频后低通滤波主要保留随时间变化的部分，即取

$Δ ϕ_{LPF} (t) \approx 2 π St τ .$

为了得到拍频信号的瞬时频率，我们对差相位关于时间求导：

$f_{b} = \frac{1}{2 π} \frac{d Δ ϕ _{LPF} ( t )}{d t} \approx \frac{1}{2 π} \frac{d ( 2 π St τ )}{d t} = S τ .$

可得拍频信号频率和正比于延时τ，也就正比于距离R